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用于磁流变阻尼器的电流控制器

作者:北京固力同创 来源:www.gulitc.com 发表时间:2016-9-1 浏览:次  百度一下

摘 要:磁流变阻尼器已经成功应用于汽车半主动悬架系统以及大型土木结构的振动控制。鉴于电流控制器在磁流变阻尼器的应用中起着调节磁场的重要作用,发明了一种基于脉冲宽度调制(pwm)集成电路的电流控制器。通过对一商业化磁流变阻尼器的控制性能测试显示,改变控制电压电流控制器的输出电流可实现0.15~2.01a连续输出,且与输出电流呈现高度的线性关系,具有响应速度快、输出电流精度高、价格低廉等特点。因此,所发明的电流控制器可以应用于磁流变阻尼器的控制。

1 引 言

磁流变(mr)阻尼器是一种基于磁流变液的智能控制装置,它可以通过调节外加磁场的大小实现阻尼力变化[1]。磁流变阻尼器的优良可控性能,使得它的应用非常广泛,例如滚筒洗衣机和康复机的应用[2],车辆悬架系统的减振[3],斜拉索的振动控制[4-7],以及大型土木工程结构的抗震[8]等。磁流变液是一种新型相变材料,它是由高磁导率、低磁滞性的微小软磁性颗粒和非导磁磁性体混合而成的悬浮体。由相变理论认为,在无磁场时,弥散在母液中的悬浮颗粒为随机状态,其迁徙和转动受热波动影响,即铁颗粒自由随液体运动。当施加磁场时,受热波动和场强两方面影响,这些悬浮的微粒铁颗粒被相互吸引,形成一串串链式结构从磁场一级到另一级[9]。此时,磁流变液体在ms级瞬间由牛顿流体变成塑性体或有一定屈服剪应力的粘弹性体,磁流变铁颗粒在零磁场与强磁场下的状态,如图1所示。

可用宾汉姆(bing-ham)流体塑性模型有效地描述磁流变液体的上述性质,如式(1)所示:

τ=τy(field)sgn(γ·)+ηγ·(1)

式中:γ·=流体剪应变率;η=和磁场强度无关的液体屈服后黏度(实测屈服后剪应力的斜率);τyfield)=磁流变液的屈服剪应力,它是磁场强度的非线性函数[9]。而电流控制器在磁流变液体的应用中起着调节磁场的作用,所以设计一种连续可调、精度高、响应速度快的电流控制器对于阻尼器的控制至关重要。

线圈中的电流一般由2种方式产生,分别是电压驱动和电流驱动。电压驱动器的弊端是线圈电阻在长时间电流励磁下,阻值随温度升高而变化,在输入电压不变的情况下,线圈中电流值会发生变化,而阻尼力是与线圈中电流相关,所以在相同电压励磁下会因为每次电压励磁线圈工作时间长短不同,而造成线圈中电流值的不同。另外一点是恒压源的动态响应较恒流源慢,而工程实践常常要求阻尼器的阻尼力可以在很短时间内对控制对象进行响应,所以选择动态响应快的输入控制方式可以保障系统对于结构在第一时间得到控制。采用电流控制方式可以有效解决上述2个问题。

国内的专家学者对于磁流变阻尼器的控制器部分做了很多研究。文献[10]利用德州仪器公司生产的tms320f240数字信号处理芯片作为控制系统的核心,开为阻尼器的控制器。文献[11]以德州仪器芯片中的drv103为核心设计的可控电流放大器,文献[12-13]以德州仪器生产的tl494芯片为核心进行压控电流源的设计,上述

2种虽然外围电路设计简单,但性能曲线

不够线性,且调节范围很窄,不符合阻尼器控制器的的要求。经过上述分析与比较,为了获得连续可调的控制电流,电流控制器由tl494,功率场效应管mosfet和运放组成,控制器可实现在0~5v连续可调,输出电流0.15~2.01a,控制电压与输出电流呈现高度的线性关系,具有电路简单、输出电流稳定、精度高、价格低廉、应用范围广等特点。2 电流控制器的设计思路本电路采用美国德州仪器公司生产的tl494芯片,即一种电压驱动型脉宽调制控制集成电路,采用闭环电流放大器,使得pwm占空比按照输入控制电压的变化而变化。图2为电流控制器的系统框图。该系统包括4部分:调整电路、波产生电路、输出控制电路及误差采样电路。调整电路提供了2种调节方式:手动调节和自动调节。它与误差采样电路一同调节pwm波的占空比大小。pwm波产生电路是控制器的核心,作用是产生脉宽调制波形。输出控制电路是对于脉宽调制波形的进一步放大而后驱动负载,负载是由一商用磁流变阻尼器以及小阻值的采样电阻组成。误差采样电路将采样电阻上的电压采样后与tl494芯片协同作用控制电流输出的稳定度。

2.1 调整电路

为了方便应用,电路设计为手动调节和上位机调节2种方式。如图3所示,手动调节可以调节电位器旋钮p,从而使得输入控制电压值随接入电阻的大小而改变。上位机调节也可以利用计算机结合labview程序控制daq采集器(ni6251)输出任意步长的控制电压。

要注意的是,在上位机调节时电位器务必逆时针旋到底,此时输入电阻为最大,从而使得二极管d1截止,通过调节vctr输入电压的大小,使得二极管d2导通。二极管的作用是防止输入为交流信号时电路工作处于异常状态。第一级比例积分运算电路是u1为了补偿二极管的导通压降,调整其增益为ko1使得输出uo1仍为0~5 v。

uo1=ko1×ui(2)

式中:ko1为运算放大器u1的增益大小。

第二个比例运算放大器u2 a主要是用来控制输入以及反馈到tl494反馈端的电压幅度,使输入tl494芯片3脚的最大值不超过3.5v。下式即为第二级比例运算放大器之间的传递函数:

uo=-a×uo1+b(3)

式中:a、b为减法器u2a的相关系数。

如图4所示,脉宽调制电路是开关电源的中心控制器,主要作用是向驱动电路提供陡峭且宽度可变的矩形脉冲列。tl494芯片内部有2个误差比较放大器,一个振荡器,一个死区时间比较器,内置5v参考基准电压源。误差比较放大器将误差电压放大,其输出与第3脚的反馈端相连接,共同调节输出脉冲宽度[14]。片上内置了线性锯齿波振荡器,振动频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节,其振荡频率如式(4)所示:


式中:ct为5脚电容,rt为6脚阻值。

输出脉冲的宽度是通过电容ct上的正极性锯齿波电压vct与另外2个控制信号进行比较来实现的[15],而本电路将死区电压vdtc接地。因此输出电压v1仅由正极性锯齿波电压vct与回受pwm比较器电压vpwmci决定。如图5所示,当vpwmci小于vct时,输出电压ve1置,相反地,输出脉冲宽度e1置0。从而随vpwmci与vct相对关系的变化,脉冲宽度被调节。

2.2 输出控制及误差采样电路

图6中q1为功率场效应管(mosfet),其特性是当基极电压小于阈值时,场效应管为截止状态,超过阈值时,场效应管处于一个线性放大的状态。利用这一特性,可以放大pwm信号,增强tl494的驱动能力。当pwm信号为高电平时,q1导通,mosfet工作为线性放大状态,续流二极管pwm截止,当pwm信号为低电平时,q1截 止,mosfet由线性放大状态转为截止状态,fwd导通,二极管与感性负载形成回路,将存在的电流耗散掉。

如图6所示,采样电阻与负载电阻串联,采 样电 压usamp经过放大得到的uerror反馈至tl494引脚2结合调整电路输出值与tl494的引脚1值比较,保证其输出值为恒定的电流值以及调整tl494引脚3的电压不会超过3.5v。图7即为误差采样电路。传递函数表述如下:

uerror=ks×usamp(5)

式中:ks为运算放大器u2b的增益大小。

3 性能测试采用

pc手动控制labview程序经由daq数据采集卡输出步长为0.5v的控制电压,同步采集负载两端波形数据,读取并记录示波器上负载两端的电压有效值,换算出电流值大小(负载选用商业化阻尼器,电阻5.4ω。图8为所设计的电流控制器,图9为电流控制器的性能测试平台。

实验测试数据如表1所示,控制电压为0~5v,以0.5v电压为步长,进行2次测量(对比证明数值的重复性),输出电流为0.15~2.01a,测试数据保持小数点后4位有效数字。由表1所示,控制电压为0v时,输出有一个很小的电流值,这是由于内部参数配置仍然存在些许问题,有待进一步做优化。考虑到电流值很小,对于实验结果影响较小,这里暂剔除不做拟合。电流值从控制电压为0.5v时开始变化,这是因为tl494芯片的3脚输入电压范围为0.5~3.5v,所以导致在控制电压为0~0.5v时,输出为一恒定不变的值。将表1中的控制电压与输出电流的有效 值 的 关 系 通 过matlab做拟合,结果由图10所示。


控制电压与输出电流的关系控制电压为1.5~5v时,电流为0.28~2.01a,其输入控制电压与输出直流电压成线性关系,而且第一次测量结果与第二次测量结果重复性非常好,拟合值与实测值的相关系数高达0.995 62.1%,符合阻尼器控制器的要求。图11为占空比分别取12.5%、36.5%、68.5%、100%的波形图,vpp为负载两端的实测电压波形图,rms是由占空比的积 分得到的 负 载 两 端 的 电 压 有效值。

4 结 论

设计并测试了一种精准可控的脉宽调制磁流变阻尼器的电流控制器。经实验验证该电流控制器可在0.15~2.01a范围内连续可调,输出精度高、线性度好、体积小、成本低,除了可用于磁流变阻尼器的控制外,还可用于其他多种场合,如电磁线圈电路、照明电路或电机控制。


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